leoniv.diod.club
Использование MOSFET-транзисторов в линейном режиме

Интерес к этой теме возник при проектировании электронной нагрузки. Одним из главных ее элементов являются регулирующие транзисторы, которые выполняют основную работу – рассеивают потребляемую нагрузкой энергию в виде тепла. Обычно используются MOSFET транзисторы. Почему именно такие? Потому что они не подвержены вторичному тепловому пробою, благодаря чему имеют более широкую область безопасной работы (ОБР), а также имеют отрицательный температурный коэффициент тока стока, что обеспечивает выравнивание токов через соединенные параллельно транзисторы. Это мы знаем с детства. Но всегда ли это так?

Самыми распространенными мощными MOSFET-транзисторами, пожалуй, являются транзисторы фирмы International Rectifier (IR) и их клоны, выпускаемые другими фирмами. Это транзисторы с так называемой вертикальной структурой и носящие фирменное наименование HEXFET. В дальнейшем здесь будут иметься в виду именно такие транзисторы, для упрощения называемые просто MOSFET.

В datasheet на MOSFET обычно приводят график зависимости сопротивления канала от температуры [1]. На нем мы видим, что сопротивление с ростом температуры увеличивается (рис. 1). Это соответствует сложившимся представлениям.

Рис. 1. Зависимость Rds(on) от температуры для IRF530A.

Однако для MOSFET свойственен и другой эффект – уменьшение порогового напряжения Vgs(th) при повышении температуры. Этот эффект будет конкурировать с эффектом увеличения Rds(on). К сожалению, в datasheet обычно не приводят график зависимости порогового напряжения от температуры. Некоторые производители (например, Supertex) указывают температурный коэффициент для Vgs(th) в таблице параметров. Его значение составляет порядка -2…-5 мВ/°C. В документе APT0002 [2] от фирмы Advanced Power Technology приведен график типичной зависимости Vgs(th) от температуры (рис. 2).

Рис. 2. Типичная зависимость Vgs(th) от температуры.

Совместное действие двух этих эффектов приводит к тому, что ток стока может как уменьшаться с ростом температуры, так и увеличиваться. Все зависит от того, какой эффект сильнее выражен. А это, в свою очередь, зависит от технологии производства транзистора. В datasheet на MOSFET часто приводится семейство передаточных характеристик, снятых при разной температуре кристалла. По этому семейству можно судить о поведении тока стока с ростом температуры. В качестве примера ниже приведено семейство передаточных характеристик для транзистора IRF530A [1] (рис. 3).

Рис. 3. Семейство передаточных характеристик транзистора IRF530A.

Как видим, все графики имеют общую точку пересечения ZTC, которая показана синим цветом. Для этого транзистора точка ZTC лежит в районе 12 А, что близко к максимально допустимому тока стока. Левее этой точки будет преобладать эффект уменьшения Vgs(th) с ростом температуры, поэтому ток стока будет увеличиваться с ростом температуры. В точке ZTC температурный коэффициент тока стока будет равен нулю, ток не будет зависеть от температуры. Правее этой точки ток стока будет падать с ростом температуры.

Из семейства передаточных характеристик можно получить только диапазон изменения тока для разных значений Vgs. Например, для Vgs = 4 В диапазон изменения Id выделен на рис. 3 красным отрезком. Сам график зависимости тока стока от температуры при фиксированном значении Vgs в datasheet тоже не приводятся. Такую зависимость для IRF530A я решил снять самостоятельно. Для этого установил транзистор IRF530A на небольшой радиатор, к которому прикрепил датчик температуры (рис. 4). Почему здесь фигурирует именно IRF530A? Да просто много таких транзисторов оказалось под рукой, результат для других похожих транзисторов будет близкий.

Рис. 4. Макет для снятия зависимости Id от температуры.

С помощью одного лабораторного БП задал фиксированное значение Vgs = 4 В, с помощью другого БП задал напряжение Vds. Это напряжение выбрал не слишком большим (тоже 4 В), чтобы ограничить выделяемую мощность. Иначе нагрев был бы слишком быстрым, температура датчика не успевала бы установиться. В результате ток стока получился меньше, чем на графиках из datasheet, которые снимались при Vds = 40 В. Но общей картины это не меняет. Получившийся график весьма близок к прямой линии (рис. 5). На опыте убедился, что ток стока MOSFET действительно увеличивается с ростом температуры, причем весьма заметно.

5. График зависимости Id от температуры.

Для других значений Vgs поведение графика будет аналогичным. На основе семейства передаточных характеристик (рис. 3) можно построить семейство графиков зависимости Id от температуры для разных значений Vgs. Точка пересечения передаточных характеристик на рис. 3 – это точка нулевого температурного коэффициента (ZTC) тока стока. Левее этой точки графики зависимости Id от температуры будут иметь положительный наклон, правее – отрицательный. Для иллюстрации ниже приведено семейство графиков из AN-4161 фирмы Fairchild [3] (рис 6). Они не относятся к транзистору IRF530A, но имеют качественно такое же поведение. В области малых токов наклон у графиков положительный, по мере увеличения тока он уменьшается, пока не станет равным нулю. Это горизонтальный график, соответствующий точке ZTC. При дальнейшем увеличении тока наклон становится отрицательным. Наклон графиков кажется небольшим, это обусловлено тем, что по вертикальной оси выбран слишком большой масштаб тока, а графики для малых токов не показаны вовсе. На самом деле, в области малых токов наклон весьма большой, в полном температурном диапазоне ток стока может меняться в 10 раз и более.

Рис. 6. Семейство графиков зависимости Id от температуры.

Для современных мощных MOSFET точка перегиба ZTC лежит в области довольно высоких токов, это могут быть десятки ампер, а иногда эта точка лежит даже выше максимально допустимого тока стока. В линейном режиме на таких больших токах транзисторы используются редко, поэтому в основном работа происходит в области, где температурный коэффициент тока стока положительный. При этом никакого выравнивания токов для параллельно соединенных транзисторов происходить не будет. Для более нагретого транзистора ток стока будет выше. Для выравнивания токов, как и в случае биполярных транзисторов, требуются резисторы в цепях истоков. С учетом большого начального разброса пороговых напряжений, для эффективного выравнивания токов MOSFET требуются резисторы чуть ли не на порядок большего номинала, чем для биполярных транзисторов. Именно по этой причине рекомендуется для MOSFET использовать активное выравнивание токов, когда каждый транзистор управляется отдельным ОУ [2] (рис. 7).

Рис. 7. Выравнивание Id для параллельного соединения MOSFET.

Один из примеров - использование MOSFET в выходном каскаде УМЗЧ, работающем в классе AB. Для термостабилизации тока покоя требуется источник напряжения смещения с отрицательным температурным коэффициентом, как и для биполярных транзисторов [4]. Только значение этого коэффициента здесь менее определенное, что требует подбора или регулировки.

Данные выводы относятся исключительно к линейному режиму работы. Когда MOSFET работает в ключевом режиме, в открытом состоянии напряжение на затворе значительно превышает пороговое, поэтому эффект зависимости порогового напряжения от температуры не действует. Наблюдается только эффект увеличения сопротивления канала при повышении температуры, что будет вызывать уменьшение тока. Действительно, в ключевом режиме будет иметь место эффект выравнивания тока между несколькими соединенными параллельно транзисторами. Но только в ключевом режиме.

Раз у MOSFET есть участок, где зависимость тока стока от температуры имеет положительный наклон, в этих транзисторах может наблюдаться термическая неустойчивость. Каждый мощный MOSFET транзистор внутри имеет множество ячеек. Фактически, это отдельные транзисторы, которые соединены параллельно. Если с повышением температуры ток через ячейку будет расти, образуется термическая положительная обратная связь, и ток растет еще больше. Это может привести к перегреву отдельных ячеек (образованию «горячих точек»), что грозит выходом транзистора из строя. Такой эффект наблюдается в биполярных транзисторах и может приводить к вторичному тепловому пробою. Оказывается, очень похожие эффекты могут наблюдаться и в MOSFET.

Термическая неустойчивость возможна в случае, если при повышении температуры выделяемая мощность будет расти быстрей, чем рассеиваемая мощность:

dP(выделяемая)/dT > dP(рассеиваемая)/dT

Выделяемая мощность зависит от напряжения сток-исток и тока стока:

P(выделяемая) = Vds * Id

Рассеиваемая мощность зависит от разности температур и теплового сопротивления кристалл-окружающая среда Rth:

P(рассеиваемая) = (Tперехода – Tокр. среды)/Rth

Напряжение сток-исток – величина постоянная, а ток стока имеет зависимость от температуры. После преобразования формул получаем следующее неравенство:

dId/dT > 1/(Vds * Rth)

Если неравенство выполняется, транзистор становится термически неустойчивым. Видно, что неустойчивость возможна при большом значении dId/dT (при большом положительном наклоне зависимости тока стока от температуры). И чем выше напряжение сток-исток и тепловое сопротивление, тем нестабильность проявляется раньше.

Значение dId/dT в datasheet обычно не приводят. Но на основе семейства графиков зависимости Id от температуры можно построить график зависимости dId/dT от Id для какого-то заданного значения температуры. Обычно для определения ОБР берут максимально допустимую температуру кристалла. Ниже показаны графики зависимости dId/dT от Id для двух разных MOSFET [5] (рис. 8).

Рис. 8. Зависимость Id/dT от Id для двух разных MOSFET.

График зависимости dId/dT от Id имеет выраженный максимум, который находится в области относительно небольших токов. Дальше значение уменьшается, достигая нуля в точке ZTC, затем становится отрицательным. Для транзисторов разных типов максимум может иметь разную величину. Если dId/dT достигает такой величины, что выполняется приведенное выше неравенство, для транзистора будет иметь место термическая неустойчивость, называемая эффектом Спирито (Spirito effect). Механизм этого эффекта очень схож с явлением вторичного теплового пробоя для биполярных транзисторов. Зона термической неустойчивости будет находиться в области малых токов и высоких напряжений, что сделает ОБР для MOSFET более узкой, подобно ОБР биполярных транзисторов.

Явление вторичного теплового пробоя заметно ограничивает ОБР для биполярных транзисторов. Ниже в качестве примера показан график ОБР для биполярного транзистора TIP41C [7] (рис. 9), который имеет такой же корпус, как и IRF530A, схожие максимальные напряжение и мощность. На графике красной линией показано ограничение, связанное с максимальной рассеиваемой мощностью. Видно, что в области высоких напряжений коллектор-эмиттер, ОБР более узкая (розовая область) из-за явления вторичного теплового пробоя. Примерно такую же форму имеет ОБР для других биполярных транзисторов. Они все допускают значительно меньший ток коллектора в области высоких напряжений, чем это диктуется мощностью.

Рис. 9. ОБР биполярного транзистора TIP41C.

Если посмотреть на ОБР транзистора IRF530A [1] (рис. 10), можно заметить, что она ограничена лишь максимально допустимым током, напряжением и рассеиваемой мощностью. Для импульсных режимов (штриховые линии) ОБР еще больше расширяется во все стороны, кроме напряжения.

Рис. 10. ОБР MOSFET транзистора IRF530A.

IRF530A – хороший транзистор, как и похожие на него IRF530, IRF540, IRFP150, IRFP250, IRFZ34, IRFZ44 и т.д. Все эти транзисторы относятся к 3-му поколению HEXFET, они устарели и в настоящее время не выпускаются. На смену им пришло 5-е поколение HEXFET, такие транзистры имеют дополнительный индекс «N». Можно сравнить некоторые параметры IRF530 и IRF530N [8]:

Максимальное напряжение сток-исток Vds, В:       100      100
Максимальный постоянный ток стока Id, А:         14       17
Сопротивление канала Rds(on), Ом:                0.16     0.09
Крутизна передаточной характеристики, См         5.1      12
Тепловое сопротивление кристалл-корпус, Вт/°C:   1.7,     2.15
Рассеиваемая мощность, Вт:                       88       70

Как видим, для работы транзистора в ключевом режиме параметры в основном улучшились. Немного меньшая рассеиваемая мощность компенсируется почти вдвое меньшим сопротивлением канала. Но повышенная крутизна и низкое значение Rds(on) наверняка приведут к увеличению dId/dT. Увеличение плотности ячеек на кристалле и уменьшение размеров самого кристалла [9] стали причиной увеличения теплового сопротивления. Все эти факторы будут негативно сказываться при использовании транзистора в линейном режиме. Если посмотреть на график ОБР транзистора IRF530N (рис. 11), то можно заметить, что ОБР несколько сузилась.

Рис. 11. ОБР MOSFET транзистора IRF530N.

К тому же, исчез график для режима работы на постоянном токе. Причем такого графика нет и для многих других современных MOSFET. Может показаться, что этот график не приводится из-за своей тривиальности – достаточно построить область, ограниченную Id(max), Vds(max) и P(max). Но это не так. Для IRF530N видим, что даже график для импульсного режима работы с большой длительностью импульса (10 мс) проходит ниже, чем ожидаемый график для DC. Причем в области высоких напряжений виден характерный загиб, связанный с эффектом Спирито. Хотя надо отметить, что этот эффект здесь проявляется весьма слабо, транзисторы HEXFET 5-го поколения вполне пригодны для линейного режима работы.

Если посмотреть ОБР для более современных MOSFET с большой крутизной и низким Rds(on), то эффект Спирито будет выражен более явно [10] (рис. 12). Например, для IRL3713 даже было выпущено обновление datasheet с таким примечанием: «Updated Fig8-SOA curve with Spirito effect on page 4».

Рис. 12. ОБР MOSFET транзистора IRL3713.

Чтобы обойти ограничения, связанные с ОБР, напрашивается очевидное решение – взять транзистор с большим запасом по току. Благо, сейчас доступны транзисторы просто с фантастическими параметрами. Например, вместо IRF530N можно взять IRFB4321, для которого Vds(max) = 150 В и Id(max) = 85 А. Транзистор выглядит совершенно неубиваемым. Но что мы видим на ОБР [11] (рис. 13)? Например, при напряжении сток-исток 40 В этот транзистор допускает ток стока всего 200 мА, в то время как более старый и маломощный IRF530 допускает в этих условиях ток больше 1 А!

Рис. 13. ОБР MOSFET транзистора IRFB4321.

Эффект Спирито в какой-то мере наблюдается у всех MOSFET, но для транзисторов старых поколений с планарной структурой он практически незаметен. А вот в современных транзисторах с V-образной канавкой затвора (Trench-MOSFET) данный эффект выражен очень сильно. Такие транзисторы имеют высокую крутизну, малое значение Rds(on) и высокое значение dId/dT. В результате ОБР для таких транзисторов намного более узкая, чем этого можно ожидать.

Долговременная работа вблизи границ ОБР на практике трудно реализуема, так как очень сложно удержать температуру корпуса 25°C для транзистора, рассеивающего максимальную мощность. Именно для таких условий приводится график ОБР – температура кристалла равна максимальной (обычно 175°C), но температура корпуса при этом равна 25°C. Для повреждения прибора достаточно даже кратковременно выйти за пределы ОБР. Об этом говорят и графики ОБР для импульсных режимов. Характерный загиб, связанный с эффектом Спирито, присутствует и на них. Результат действия эффекта термической неустойчивость показан ниже, это фото кристалла современного Trench-MOSFET, разрушенного постоянным током при напряжении сток-исток порядка 50 В [6] (рис. 14).

Рис. 14. Разрушенный кристалл Trench-MOSFET.

С определением актуального графика ОБР не все обстоит так просто даже для самих производителей. В Application Note AN-1155 [12] от International Rectifier приводится методика определения ОБР для радиационно-стойких MOSFET. Оказывается, эффект Спирито дает слишком консервативную ОБР, не подтверждающуюся при испытаниях реальных образцов. Поэтому в datasheet попадают графики, построенные с учетом не только теории, но и результатов испытаний. Фирма International Rectifier поместила на сайте обновления для ОБР своих транзисторов [13]. На этих ОБР добавлены графики для режима DC, чего в обычных datasheet нет. Причем эти графики ведут себя достаточно нетривиально. Жаль, что там нет графиков для распространенных MOSFET, по поводу их ОБР для постоянного тока остается только догадываться.

Совершенствуя MOSFET-транзистры, производители заботятся в основном о ключевом режиме. Далеко не все новые транзисторы подходят для линейного режима работы. Какой из этого можно сделать вывод? Не использовать в линейных схемах MOSFET? Или начинать искать на свалках MOSFET старых поколений? Но не так все страшно, выпускается множество MOSFET, которые прекрасно подходят для линейного режима работы. Хотя при этом надо учитывать некоторые ограничения, связанные с линейным режимом [17 – 23]. Как узнать в лицо транзистор, который подходит для линейного режима? Прежде всего, по ОБР. Но можно косвенно судить и по другим параметрам. Например, крутизна 130 См для IRFB4321 против 12 См для IRF530N должна настораживать. Есть мнение, что чем большее значение Rds(on) имеет транзистор, тем лучше он подходит для работы в линейном режиме. В этом что-то есть, высоковольтные транзисторы с высоким Rds(on) имеют самую широкую ОБР. Вообще говоря, для линейного режима подходит любой MOSFET, если не нарушать его ОБР. Но для постоянного тока его ОБР нигде не приводися, а по максимальному току и напряжению насчет ОБР сказать ничего нельзя.

Некоторые фирмы выпускают специальные модели MOSFET транзисторов, предназначенные специально для работы в линейном режиме. Например, APL602 фирмы Advanced Power Technology [14] (рис. 15) или IXTP15N50L2 фирмы Ixys [15]. Они обладают довольно высоким Rds(on), но особых отличий, скажем, от HEXFET 5-го поколения, у них нет.

Рис. 15. Linear MOSFET APL602.

Еще выпускаются MOSFET транзисторы с горизонтальной структурой (lateral MOSFET) [16]. Их отличительная черта – подложка кристалла является истоком, поэтому его вывод находится посередине корпуса. У таких транзисторов точка нулевого температурного коэффициента тока стока лежит очень низко (около 100 мА), поэтому практически во всем диапазоне рабочих токов такие транзисторы обладают термической стабильностью. Но это редкие и дорогие приборы, предназначенные в основном для аудио.

По поводу линейного режима работы MOSFET хочется сделать еще одно замечание. Не следует в линейный мир перетаскивать из импульсного мира мощные драйверы затворов. Если транзистор работает в ключевом источнике с частотой 100 кГц, то пиковый ток затвора вполне может достигать нескольких ампер. Это является нормальным и даже необходимым для получения высокого КПД. Но если мощный MOSFET работает в линейном режиме в качестве усилителя синусоидального сигнала с частотой 100 кГц, то типичный пиковый ток затвора не будет превышать единиц миллиампер. Особенно, если транзистор используется как истоковый повторитель. С таким током справится обычный ОУ без всяких дополнительных каскадов. Единственное, что надо учесть, это емкостный характер нагрузки, но для этого есть известные схемотехнические приемы. Отдельная ситуация – высоколинейные усилители для аудио. Поскольку входная емкость MOSFET обладает большой нелинейностью в зависимости от приложенного напряжения, требуется мощный драйвер затворов, иначе коэффициент гармоник может оказаться слишком высоким.

Возвращаясь к самодельной электронной нагрузке, можно еще раз взглянуть на ее прототип – Agilent 6060 или N3304A. Там применяются транзисторы IRF540 (без буквы «N»), ток выравнивается с помощью индивидуальных ОУ для каждого MOSFET, затворами управляют ОУ MC34072 вез всяких драйверов.

Links:
  1. IRF530A datasheet
  2. Advanced Power Technology Inc. – New 500V Linear MOSFETs for a 120 kW Active Load
  3. Fairchild – AN-4161 Practical Considerations of Trench MOSFET Stability when Operating in Linear Mode
  4. Mitch Hodges – Using HEXFETs in High Fidelity Audio
  5. Breglio, G.; Frisina, F.; Magri, A. and Spirito, P. – Electro-Thermal Instability in Low Voltage Power MOS: Experimental Characterization, IEEE ISPSD 1999, p. 233.
  6. Jeffrey A. Ely – Are Trench FETs Too Fragile for Linear Applications? Power Electronics Technology, January 2004
  7. TIP41C datasheet
  8. IRF530N datasheet
  9. International Rectifier Design Tips DT95-2 – IR’s new fifth generation power MOSFETs
  10. IRL3713 datasheet
  11. IRFB4321 datasheet
  12. Application Note AN-1155 – Linear Mode Operation of Radiation Hardened MOSFETs
  13. International Rectifier SOA Update
  14. APL602 datasheet
  15. IXTP15N50L2 datasheet
  16. Semelab – Lateral MOSFET design recommendations for audio amplifiers
  17. Jonathan Dodge – How to Make Linear Mode Work
  18. ON Semiconductor AND8199/D – Thermal Stability of MOSFETs
  19. Infineon Application Note – Automotive MOSFETs in Linear Applications: Thermal Instability
  20. Carl Blake – Evaluating the Reliability of Power MOSFETs
  21. STM Technical note TN1156 – Irradiated HV Power MOSFETs working in linear zone
  22. Renesas – Using Trench Power MOSFETs in Linear Mode
  23. Infineon Application Note – Linear Mode Operation and Safe Operating Diagram of Power –MOSFETs
Ридико Леонид Иванович www.leoniv.diod.club e-mail: wubblick@yahoo.com